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摘要:1 引言 变频器在节能、改善人类生活环境、降低生产成本、提高产品质量以及提高工业自动化程度等方面作出了巨大的贡献，但同时也产生了一些显著的负面效应[1-4]。由于现代电力电子器件的飞速发展，功率开关器件（如绝缘栅双极晶体管IGBT）开关频率可达几万赫兹，其快..
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1 引言 变频器在节能、改善人类生活环境、降低生产成本、提高产品质量以及提高工业自动化程度等方面作出了巨大的贡献，但同时也产生了一些显著的负面效应[1-4]。由于现代电力电子器件的飞速发展，功率开关器件（如绝缘栅双极晶体管IGBT）开关频率可达几万赫兹，其快速导通或关断特性将使逆变器的输出产生很高的dv/dt。dv/dt过高将对变频器驱动系统产生一系列危害： (1) 由于高频时电源线路存在分布电容以及电动机内部存在寄生电容，将产生充放电电流（称为漏电流），流入地线，漏电流过大将引起电机保护电路误动作；还会由于电容的累积作用使得转子轴电压升高。这两者都会引起润滑油膜击穿，产生电火花加工作用，从而导致电机轴承过早损坏，增加电机的维修费用，影响系统的正常运行。 (2) 高频的漏电流经地线流回系统的三相电源中，产生高频电磁干扰(EMI)，高次谐波电流在线路阻抗上形成谐波压降，产生有功和无功损耗，影响供电电网电能质量，供电效率下降；还会使继电保护装置因受干扰而产生误动作，影响电网上的其他电子设备的正常运行，甚至在功率开关器件的高速通断期间，高频的dv/dt会在电机铁芯叠片中激励涡流引起热损耗，还会使电机的铜线绕组通过集肤效应消耗更多的能量，加剧电机的热损耗，导致电流功率损耗增大，效率降低，从而影响电动机性能。当变频器产生的高频电磁振荡的频率与电机的零部件的固有振荡频率相近时，会诱使其发生机械共振和噪声。 (3) 当电机和逆变器之间不可避免地采用长线传输电缆时，如在石油开采、造纸，采矿业等领域，由于长线电缆存在分布电感和分布电容，将产生反射波现象，使电机端dv/dt加倍。共模dv/dt加倍可以使上述危害加重；差模dv/dt加倍引起电机端出现过电压，加剧绕组绝缘老化过程，造成电机绝缘损伤，甚至绝缘击穿，缩短了电机使用寿命，严重时会使电动机烧毁、电缆爆裂。 上述问题的存在，严重影响了变频器驱动系统的可靠运行，制约了变频技术的进一步推广使用。为此本文首先分析了变频器输出负面效应产生的根源，然后综述了负面效应的抑制对策并对这些对策进行了评价，最后提出可有效消除或降低变频器输出负面效应的方案。
2 负面效应存在的根源 常规的两电平电压源型PWM变频器输出的相电压信号如图1所示，为一系列宽度周期性变化的近似方波的脉冲信号。目前，大多数变频器采用的开关器件为IGBT，其典型上升时间为100ns，因此PWM信号的dv/dt约为5 400V/μs，而对于中高压变频器其dv/dt可达20 000 V/μs，这样高的dv/dt会对电动机驱动系统产生强烈的冲击作用。 在常规的PWM控制方式下，变频器三相输出的相电压尽管相位互差1208，但三者之和并不为零，即存在很高的零序电压，又称共模电压。共模电压的典型波形如图2所示，一种阶梯式的跃变电压，幅值与直流母线电压UDC有关，为±UDC/6和±UDC/2。这4个值之间随着开关器件导通状态的不同而不断跳变，因此，共模电压也存在较高的dv/dt。共模电压幅值跳变的频率为变频器开关频率的6倍，是一种高频信号。另外，共模电压上还叠加着一个频率为变频器输出基波3倍的近似三角波的信号，因此共模电压有着频率为输出基波3倍的包络线。由于上述高频共模电压的存在，也会给交流变频调速系统带来负面效应。
一方面，高频的共模电压作用在电机上，由于电机内部存在高频寄生电容耦合作用，在电机转轴上会耦合出轴电压，如果电机没有接地或接地不良，就会产生电击事故。另外，当电机正常运行时，电机的轴承中，滚珠在油膜中高速运行，使润滑剂在轴承内部形成两层油膜，使电机轴承呈现出容性作用。由于电机轴承的内座圈与转轴相接，外作圈与定子相联，轴电压将作用在轴承上。当轴电压略大于轴承润滑剂绝缘电压阈值时，感应出较小的轴承电流，使润滑剂发生化学变化，最终由于轴承座圈受到化学侵蚀而降低寿命；当轴电压远大于绝缘阈值时，将产生电容放电性电流-轴承电流，当套圈和滚珠接触时，这个电流会击穿油膜产生较高的放电电流，使套圈局部温度迅速升高，导致轴承座圈上产生熔化性凹点，最终产生凹槽，如图3所示，增大轴承的机械磨损，降低了机械寿命。 另一方面，共模电压激励了系统中的杂散电容和寄生耦合电容，产生很大的共模漏电流，通过定子绕组和接地机壳间的静电耦合流入地即漏电流，这个电流将通过接地导体流回电网中从而产生足够大的共模电磁干扰(EMI)。这个干扰分为两类：辐射干扰和传导干扰。由于驱动器的机壳通常采用金属制成从而削弱了辐射干扰。传导噪声通过连接驱动器的，系统电源的和负载的电力线进行传导，因而共模电压是产生传导性EMI的主要因素。另外，漏电流还引起用于保护的接地电流继电器的误动作。 当变频器和电动机的位置相隔较远时，需要一定长度的电缆引线把变频器输出的PWM信号传输至电动机的接线端，当电缆线达到一定长度时，由于dv/dt的存在，变频器发出的PWM脉冲信号可被看作是在电缆线上进行长线传输的行波，在电动机的接线端会产生反射，反射波与入射波叠加，从而使电动机端的电压近似加倍，因此会在电动机端产生过电压。这个过电压包括共模电压的加倍和差模电压的加倍。共模电压的加倍使上述负面效应进一步加重，差模电压的加倍超过电机绕组的绝缘范围，是电机绝缘提前老化，使电缆爆裂，如图4所示，影响了电机的长期运行，也增大了系统的维护成本。这是采用PWM变频器的交流变频调速系统在长线传输时所带来的负面效应。
图5为验证变频器负面效应产生根源的实验验证波形。实验条件：AB 1336 FORCETM 变频器，3kW感应电机，采用100米长电缆连接。
通过图5(b)和(d)可以看出，长线电缆可以使变频器输出的差模和共模dv/dt幅值近似加倍，这将对电机的绝缘产生影响；图(f)表明电机轴电压是由共模电压产生的，因其波形相近，图(g)说明共模电压每出现一次dv/dt，都将感应出漏电流。图5说明了变频器负面效应产生的根源：共模电压和差模dv/dt，也说明要想消除变频器负面效应，根本方法是减小或消除共模电压和差模dv/dt。
3 差模dv/dt负面效应抑制对策
由于差模dv/dt要比共模dv/dt大得多，差模dv/dt对电机的绝缘冲击的影响较大。同时，当电机和变频器之间不可避免地采用长线传输时，传输到电机端的dv/dt会产生加倍现象，称为过电压现象，对电机绝缘的冲击进一步加剧。其解决办法可以通过加强电动机绝缘强度来解决，但这会大大增加电动机的成本和制造的复杂性。目前，多采用无源滤波技术来解决，这种滤波器有的接在电动机端，称为电动机端滤波器；有的接在变频器的输出端，称为逆变器输出滤波器。 电动极端滤波器常见的有并联电阻[5]，一阶RC串联型电动机端滤波器[6]，二阶并联型电动机端滤波器[7]等。 在电动机端并联电阻，其阻值与电缆特性阻抗相等，根据电压反射理论，此时由于二者阻抗匹配，PWM脉冲无电压反射现象，因此可有效地减小电动机端的过电压。但这种方法在电阻上的损耗过大，实际很少采用。 一阶RC串联型电动机端滤波器如图6所示，Rf与Cf取值的主要原则首先应使第一次反射波的幅值为零，即应使Rf与电缆特性阻抗相等；其次应保证电动机端过电压不超过一定的限度（如20%）。实际上，电容的取值愈大，电动机端的电压峰值就愈小。
二阶并联型电动机端滤波器也应使这种滤波器等效阻抗与电缆特性阻抗相等，而电阻应按过阻尼电路进行设计。这种滤波器的谐振频率应为PWM变频器开关频率的5倍。为使过电压最小，滤波器的截止频率应接近于其谐振频率。上述条件得到满足后，滤波器元件的取值应使滤波器的损耗最小。这种滤波器所用元件较多，体积、成本和损耗都较大。 上述电动机端滤波器皆可有效的消除电动机端过电压，但在许多场合，如潜水电泵等，电动机的端子无法接近，无法在电动机端进行滤波，此时应在逆变器的输出端进行滤波。主要有4种逆变器输出滤波器结构：输出电抗器[8]， LR并联型逆变器输出滤波[9]，二阶低通逆变器输出滤波器的拓扑结构[10]，采用LC网络与RLC网络级联式逆变器输出滤波器[11]。 最简单的逆变器输出滤波器为在逆变器输出端加电抗器，称之为输出电抗器。通过输出电抗器可以较低的功耗和较低的成本有效地抑制dv/dt，削弱电动机端过电压。一般，输出电抗器的电感值为电动机阻抗的3%~5%，当输出电抗器的电感取值较大时，会对驱动系统的动态性能以及电动机的输出功率有较大影响。 LR并联型逆变器输出滤波接在逆变器的输出端，与电缆线串联。文献[9]对其分析时没有采用反射波理论，而是把长电缆线等效为集中电感和集中电容。Lf和Rf的取值合适可削弱电动机端的过电压以及振荡现象。 二阶低通逆变器输出滤波器的拓扑结构如图7所示，这是一种最常用的传统逆变器输出滤波器。其滤波方案有两种：一种是设法加长逆变器输出PWM脉冲的上升时间使其超过临界值，即把很高的dv/dt减小，称为逆变器输出dv/dt抑制滤波器；另一种是把逆变器输出的PWM信号滤成近似的正弦波，称为逆变器输出正弦波滤波器。
逆变器输出dv/dt抑制滤波器可减小逆变器输出线电压的dv/dt（即差模dv/dt），从而消除电压反射现象，减轻电动机绕组的绝缘压力。逆变器输出正弦波滤波器为使线电压接近正弦，Lf和Cf的取值会很大，因此体积较大，但这种正弦波滤波器允许在变频器和电动机之间使用很长的电缆线。 还有一种方法是采用LC网络与RLC网络级联式逆变器输出滤波器的拓扑结构。第一级LC滤波器可根据变频器的开关频率进行设计，主要用于滤除开关频率的谐波。第二级RLC滤波器主要用于滤除开关频率以上的谐波。由于第一级LC滤波器在开关频率时近似开路，因此对第二级RLC滤波器而言无需低的截止频率和很大的阻尼电阻。这种级联式滤波器所用元件较多，损耗较大，成本也较高。 上面3种电动机端滤波器和4种逆变器输出滤波器，皆为无源滤波技术。这些滤波器均可有效消除电动机端的过电压及高频阻尼振荡，从而减轻电动机绕组的绝缘压力。但各种滤波器的应用都有一定的局限性，当运行条件改变时，某些滤波器会失去作用或处于非最佳工作状态。
4 共模电压负面效应方法抑制对策
在抑制共模电压负面效应的问题上，通常有四大类方法： 4.1 传统方法 (1) 采用转轴加接地电刷[12]使轴承电流流过电刷而不是轴承，起到保护电机轴承的目的，但是使转轴接地的电刷由于磨损会在电刷表面形成氧化层，从而增大了电刷和转轴之间的接触电阻，影响轴电压的释放，因此需要每两三年进行维护或替换，影响系统工作，碳刷材料还存在污染问题。 (2) 绝缘非驱动端轴承[13]以增大电流循环路径阻抗，轴承绝缘（氧化铝或涂树脂）可防止电流流过，但轴电压仍然存在，可以通过负载的轴承进行放电，另外所采用的绝缘材料必须足够厚以降低电容，这种方法成本高，小功率电机不适用；此外由于转子的热量通常通过轴承传递，现在热量在到达电机机壳前必须穿越绝缘层，又出现了散热问题，使这种方法的应用受到限制。 (3) 使用具有导电性的轴承润滑剂[14]替代电刷的安装来降低轴电流，但是电机端共模电压仍然存在，电机带负载运行时，共模电压仍会通过负载轴承产生具有破坏性的漏电流而产生EMI，而润滑剂的导电性能是通过在润滑油中添加悬浮的金属微粒实现的，这种方法会在轴承表面上产生机械性的磨损损伤，缩短了轴承的寿命。 (4) 在定子和转子间加静电屏蔽[15]的方法，可以有效消除轴电流，但是成本昂贵，这种方法需要对电动机进行一定的改造和处理，目前难以实现。 对EMI干扰，高频干扰一般采用屏蔽线[16]，但过多采用屏蔽线使设备成本增加，杂散电容增大，漏电流增大，加剧了功率损耗。对变频器进行良好的屏蔽可以有效防止辐射干扰的影响，但消除传导干扰的影响不明显，而沿导线传输的传导干扰是变频器最严重的干扰。降低载波频率可以使干扰下降，但噪声增大，电流波形的平滑性变差。通常，对低频干扰可通过串接滤波器之类的元件来阻止其沿导线传输。 传统方法是分别消除共模电压的负面影响，主要是消除电机的轴电压和轴电流，其局限性很大，而且不能消除逆变器负面效应产生的根源-共模电压，属于指标不治本的方法。 4.2 无源滤波方法 该类方法是在变频器输出端设置交流电抗器，可以十分有效地抑制逆变输出端产生的高次谐波电流，最大限度地保留电机原有的电气寿命。常见的采用无源技术的滤波器有： (1) 共模扼流圈 在网侧阻抗稳定网络和PWM变频器之间，以及变频器和电动机之间等位置加入多个共模扼流圈[17]可以显著减小传导性EMI。 (2) 共模变压器 这种方法是从消除电机端漏电流的角度进行设计的，如图8[17]所示，在共模扼流圈的基础上再在同一铁芯上缠绕一个绕组，其终端连接一个阻尼电阻。由于共模变压器的4个线圈共用一个环形铁心，因此体积较小。加入共模变压器后可以有效地抑制共模电流的振荡，将其振荡能量消耗在电阻上，但消除的不彻底，只使其减小25%，并且可以有效地减小传导性EMI。
(3) 改进型二阶RLC低通逆变器输出滤波器 文献[4]提出了一种改进型二阶RLC低通逆变器输出滤波器，其拓扑结构如图9所示，其参数确定方法与图7所示滤波器基本相同，一点重要的区别就是把星形连接阻容电路的中性点与逆变器直流母线中点“o”接在一起。这种逆变器输出滤波器结构有很多优点，其在每个开关瞬间都可对称地减小逆变器输出的dv/dt，而且一种滤波器结构可同时减小电动机端的差模和共模dv/dt。通过合理的参数设计，可使Rf、Lf和Cf的值很小，因而该滤波器可与逆变器安装在同一机壳内，并允许在逆变器和电动机之间使用长线电缆。采用该滤波器可使电动机端的过电压、对地漏电流以及感应的轴电压显著减小。由于一个滤波器可同时解决共模和差模dv/dt问题，所以该滤波器的尺寸、损耗以及成本都较低。
这类方法的效果明显，但是其缺点是需要调节无源元件参数以确保电机端的随载波频率变化的共模电压能够有效消除，实现较困难。 (4) 无源共模抑制器 无源共模抑制器的结构如图10所示。
文献[18]给出的这种滤波器的设计思想是采用三个星接电感检测出逆变器输出的共模电压后，再通过四绕组共模变压器反向叠加到电机端，使逆变器输出的共模电压和滤波器输出的共模电压在电机端互相抵消，从而消除共模电压在电机端的负面效应，但是从文章中给出的实验波形可以看出这种方法抑制漏电流效果还行，而对共模电压的抑制效果不明显，只能降低共模dv/dt。
4.3 有源滤波方法 PWM逆变器输出有源滤波原理是通过在逆变器和电机或传输线之间(负载)加入一辅助电压源的方法来修正逆变器输出电压的不理想性。常见方法有： (1) 四相逆变器 这种结构是根据“电路平衡”的原理将共模电压/电流减小到最小。传统的三相三线制两电平逆变器输出是不对称的，因此成为共模电压产生的直接原因。文献[19]提出了减小由传统三相逆变器产生的共模电压的解决方案：采用外加一个“辅助相”的方法去使三相系统中电路对地电位对称，拓扑结构如图11所示。外加的“辅助相”接到三相逆变器桥臂上，再在逆变器和电机之间接入一个二阶LC滤波器。这种结构使任意时刻所有相的上桥臂中有一半开关接到直流母线正端，下桥臂的一半开关接到直流母线负端，使共模电压完全为零。加入“辅助相”后的逆变器与传统三相逆变器相比，共模电压的开关频率成分非常小，共模传导EMI被减小了。 这种方法的不足之处是增加了逆变器的成本和体积。当采用SPWM控制四相逆变器中的IGBT时，为避免零状态的出现，调制比仅达0.66。这不但影响了直流母线电压的利用率，还使差模电压发生畸变。当采用空间矢量控制策略时，对调制比没有了上述限制，但产生了严重的开关损耗和谐波失真。
(2) 双桥逆变器 (DBI) 文献[20]提出了用于消除电机共模电压和由此产生的轴承漏电流的双桥逆变器(DBI)。DBI如图12所示，即控制DBI去产生在PWM ASD操作下标准的三相双绕组感应电机的平衡激励。DBI的工作实际上是减小每相绕组中的电流以消除轴电压和轴电流及充分减小漏电流。电机的两套绕组由极性相反的两个独立的逆变器驱动，以便消除共模电压。 在应用中，与传统逆变器相比，这种方法要增加一个逆变器及相应的驱动设备，逆变器的体积和成本增加；所采用的电机的定子必须有两套绕组且两套绕组的接线必须正确，以防止两套绕组产生的磁通相互抵消从而导致零磁通和零转矩。
(3) 有源共模噪声消除器 (ACC) 日本学者Satoshi Ogasawara等人提出了一种有源共模噪声消除器方案用于消除PWM逆变器产生的共模电压，其系统结构如图13所示[21]。ACC连接在逆变器的输出端和三根电缆之间，它由三部分组成：共模电压传感器，补偿电路和共模变压器。ACC在逆变器的输出端叠加一个补偿电压，该补偿电压与PWM逆变器产生的共模电压极性相反幅值相同，从而使施加在负载上的共模电压被完全滤除。当电机基座未接地时避免电击事故。ACC同时也能减小电机轴电压和传导EMI。
如同共模扼流器一样，共模变压器对削弱差模EMI不起任何作用。星接电容器直接接到逆变器输出端作为共模电压检测器，该检测器将在功率半导体器件上产生尖峰脉冲电流，可能导致器件损坏。同时，这种方法需要射随跟随器，射随器接直流母线电压，这就需要互补晶体管的额定电压要大于直流母线电压，市场上超过400V的互补晶体管很难买到，从而限制了其在高电压中应用，因而文中的电源电压仅为200V。另外，文中的逆变器的开关频率很高，为10kHz，当开关频率小于10kHz时，效果不明。 (4) 辅助零状态合成器 (AZSS) Madhav D. Manjrekar等提出的由与共射极的三个开关装置组成的AZSS用于逆变器输出终端去合成零状态，如图14所示[22]。具体工作过程是，断开AZSS中的所有晶体管，在一个合适的时刻使其中的一个晶体管导通，从而将零状态加到系统中，使共模电压被减小，使共模电流大幅降低。
这种方法在经济方面很吸引人，但是其辅助电路提供非常少的自由度去控制开关合成零状态。这就需要对AZSS的调制策略仔细设计，避免可能存在的由于逆变器的任意一相上半桥臂和任意AZSS开关同时导通而产生验证了所提方案的可行性，可以缓解共模EMI，但需要对调制过程进行详细分析，还要注意相应的开关装置额定值的选取问题。 [NextPage]
(5) 有源共模电压消除器(ACCom)
Y.Q.Xiang提出了有源共模电压补偿器(ACCom)用于降低PWM VSI驱动感应电机系统中的轴电流，其结构如图15所示[23]。有源共模电压补偿器由单相多电平半桥逆变器（SPMHI）和四绕组共模变压器组成。由于共模电压是四电平开关电压，可采用一多电平逆变器去产生方向相反的四电平电压用于补偿共模电压，通过共模变压器将这个补偿电压叠加到系统中。Y接电阻网络用于检测逆变器输出。ACCom能完全消除共模电压，同时由于基于电力半导体器件的开关操作，可降低损耗，适于高电压应用。 这种结构的滤波器的变压器原边由具有6个开关器件组成的四电平半桥逆变器驱动，元件的数量和驱动这些元件的电路非常复杂，串联电容的电压平衡问题没有解决。变压器的原边产生反向共模电压，具有线性放大器的作用，因此可以产生很高的功率损耗，还需要有较大的变压器励磁电感，使变压器的体积很大。 (6) 其他方法 为了消除共模电流，文献[24]指出A. Consoli等研究采用公共直流母线多驱动工业系统中的共模电流消除技术。他提出了一个廉价的允许在由两个或多个逆变器组成的多驱动系统中补偿共模电压变化的技术。该技术基于在两个逆变器之间的适当连接，采用新的PWM调制策略。这样的调制策略在两个逆变器中控制逆变器状态序列使共模电压同步变化。由于通过两个RLC滤波器的连接，可以视为六线系统，在两个驱动系统中就可以获得一个理论上的零共模电压。 用零电压开关方法抑制dv/dt[25]：目前的变频器有采用硬开关电路，即功率开关器件在高电压下导通，大电流下关断，处于强迫开关过程。高电压下导通是造成在功率器件导通瞬间产生高幅值dv/dt的直接原因。如果采用零电压在导通，随后输出电压平稳上升，那么就不会产生电压突变，dv/dt问题就会迎刃而解了。谐振软性开关逆变电路的提出，解决了硬开关电路所造成的高幅值dv/dt问题的有效途径。在谐振软性开关电路中，功率开关器件是在零电压条件下导通的，因此就不存在硬开关电路在高压下强迫导通时产生的电压突变，因此也就不存在高幅值dv/dt的问题。目前，谐振软性开关逆变电路已经用于低压航空电源，在大功率范围的实际应用上，还存在着一些需要解决的问题。但是软开关逆变器整体来说不能比硬开关逆变器提供出更好的优势，实验表明软开关逆变器产生的轴电压等于或大于硬开关逆变器产生的轴电压。软开关逆变器产生的轴承电流与硬开关逆变器产生的轴承电流相当，即软开关逆变器不能从本质上解决逆变器开关产生的轴承电流和轴电压的问题。 4.4 软件方法 上面的方法是在增加硬件的基础上来降低共模电压的，如采用四相逆变器、推挽射随跟随器、双桥逆变器等。这些方法的缺点是逆变器的重量和体积增大了，控制系统复杂了，需要对所用的滤波器或变压器参数进行再设计，这都降低了驱动系统的可靠性。近年来开始从控制策略上入手来研究这些问题。如文献[26]在控制策略中采用PWM方式来降低共模电压，但这种方法由于缺少零电压分量容易产生较大的电流脉动，对调制比有很大的限制，从而限制了其在工业领域中的应用。还有如文献[27]在PWM升压整流/逆变器中采用空间矢量PWM同步控制的方法来降低共模电压，使共模电压的幅值降到母线电压的2/3。这种方法一是不能用到使用更为普遍的二极管整流/逆变器驱动系统中，二是由于共模电压脉冲的数量减少，使电机漏电流的尖峰数减少，漏电流的有效值降低了，但漏电流的峰值可能没有变化。文献[28]对文献[27]的不足提出了改进的方法，这种方法可以在二极管整流/逆变器系统应用。由于共模电压脉冲的数量减少，使电机漏电流的尖峰数减少，尽管漏电流的峰值可能没有变化，漏电流的有效值降低了。文献[29]采用空间矢量方法控制逆变器的开关器件的通断，文中提出新的调制策略，在采用三种逆变器状态以维持共模电压保持不变。这种策略可以有效降低共模电流，但对电机定子电压的影响很大。 5 同时抑制差模dv/dt和共模电压负面效应的对策
针对上述滤波器结构的不同之处，本文提出一种新颖的滤波器结构如图16所示。该滤波器具有两个功能，即可以同时消除共模电压和差模dv/dt，即LC构成差模滤波器用于滤除差模dv/dt，CRL1-L2构成共模滤波器消除共模电压。由于这时变频器和电容C之间存在差模电感，可以缓冲电容C在变频器开关动作时产生尖峰电流对变频器的冲击作用，因此对电容C的数值选取不受限制，其取值以差模滤波为主。由图16可见，电容C网络有两个功能：一个是与电感L一起组成差模dv/dt滤波器来降低差模dv/dt ；另一个是作为共模电压检测装置并给共模变压器提供驱动电流。 图17(a)是电动机端差模电压波形。由于存在100m长的电缆连接在逆变器和电动机中间，电动机端出现了电压反射现象，电动机端的线电压值几乎加倍，这将使电动机的绝缘寿命缩短。当在电动机和逆变器之间加上滤波器后，如图17(b)所示，电动机端线电压波形被滤成正弦波，由于电动机端的差模dv/dt几乎完全消除，电压反射现象不存在了，使电动机和变频器之间的电缆长度不受限制了。同时这个结果也说明，所提滤波器中的共模变压器对差模电压没有影响。图17(c)为没加入任何滤波器时，共模电压由于较高的dv/dt也产生了电压反射现象，它将产生较大的轴电压和轴承电流从而使电动机轴承过早损坏。图17(d)中，采用本文提出的滤波器时，共模dv/dt被明显降低了，由此其负面效应被有效抑制了。 因此，本文提出的滤波器结构的特点是：可以同时消除变频器输出产生的负面效应，而且还能适应载波频率的变化，在不同的载波频率下都可以得到满意的谐波抑制效果，这些特点要比单独抑制共模电压或差模dv/dt的滤波器要好得多。
6 结论
本文首先分析了现代变频器输出产生的负面效应的本质，然后对抑制负面效应的各种对策进行了评价，在此基础上，提出了一种新颖的可以同时消除共模电压和差模dv/dt的新型滤波器，试验结论验证了这种滤波器的有效性。
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